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基于MMC型有源電力濾波器研究

  摘要 有源電力濾波器(Active Power Filter, APF)能有效地解決電流質(zhì)量問題。將模塊化多電平換流器(ModularMultilevel Converter,MMC)應(yīng)用到有源電力濾波器中作為其主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu);通過對(duì)傳統(tǒng)APF 補(bǔ)償算法的改進(jìn),使APF不僅具有諧波補(bǔ)償?shù)淖饔茫覍?duì)無功補(bǔ)償和不平衡電流補(bǔ)償也具有很好的效果,并通過仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在APF 上的實(shí)用性以及補(bǔ)償算法的有效性。

  關(guān)鍵詞 電流質(zhì)量 有源電力濾波器 模塊化多電平換流器 補(bǔ)償算法

  Abstract Active Power Filter (APF) is an effective way to solve the Current Quality. Modular MultilevelConverter (MMC) is applied to the APF as the topology for the main circuit of APF; APF has better effect for thereactive compensation and unbalance current compensation, besides the harmonic compensation, by the improved APFcompensation algorithm. And the simulation results verify that MMC is practical in the topological structure of APF andthe compensation algorithm is very effective.

  Keywords Current Quality Active Power Filter Modular Multilevel Converter Compensation algorithm

  1. 引言

  隨著技術(shù)的發(fā)展,非線性負(fù)載在用電負(fù)荷中占據(jù)著越來越大的比重,由此造成的電能質(zhì)量問題也日益凸顯。電流質(zhì)量問題是電力用戶主要關(guān)注的問題。為了解決電流諧波、相位的超前滯后和負(fù)序電流的問題,有源電力濾波器的應(yīng)用越來越多,成為治理電流質(zhì)量問題的有效工具之一。

  有源電力濾波器拓?fù)涞暮诵氖菗Q流器,目前換流器的發(fā)展趨勢(shì)是多電平換流器,多電平換流器的典型拓?fù)溆卸O管箝位多電平換流器、飛跨電容式多電平換流器、H 橋級(jí)聯(lián)多電平換流器以及模塊化多電平換流器(MMC),MMC 因具有輸出電壓諧波含量低、開關(guān)損耗小、可擴(kuò)展性強(qiáng)、易于實(shí)現(xiàn)冗余控制等優(yōu)點(diǎn)[1],使其成為目前多電平換流器中研究的熱點(diǎn)。文獻(xiàn)[2-5]對(duì)MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制算法、電壓控制、橋臂環(huán)流等方面進(jìn)行了研究,為MMC 實(shí)驗(yàn)電路的參數(shù)選擇與設(shè)計(jì)提供了理論依據(jù)。

  傳統(tǒng)的無源電力濾波器受限于其濾波原理,僅能對(duì)某些固定次諧波具有好的濾波效果;APF 能夠動(dòng)態(tài)的向系統(tǒng)注入反相諧波,從而對(duì)幅值和頻率都變化的諧波進(jìn)行補(bǔ)償,另外通過無功補(bǔ)償算法和負(fù)序補(bǔ)償算法還可以對(duì)電流中的無功分量和負(fù)序分量進(jìn)行補(bǔ)償。文獻(xiàn)[6]對(duì)APF 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了分類,指出并聯(lián)型APF 適合于電流質(zhì)量的補(bǔ)償;文獻(xiàn)[7]對(duì)并聯(lián)型APF 的結(jié)構(gòu)原理進(jìn)行了描述,并指出了設(shè)計(jì)的一般規(guī)則;文獻(xiàn)[8-9]對(duì)并聯(lián)型APF 進(jìn)行了建模及仿真研究。文獻(xiàn)[6,10-13]對(duì)APF 的諧波補(bǔ)償算法進(jìn)行了概括總結(jié),并指出瞬時(shí)無功功率法是目前應(yīng)用較多的一種諧波檢測(cè)方法,但這種方法對(duì)濾波器的要求較高,并且是對(duì)系統(tǒng)中諧波的全部補(bǔ)償,額外的增加了APF 系統(tǒng)的容量。

  本文將 MMC 拓?fù)鋺?yīng)用于APF 中,并針對(duì)檢測(cè)算法中的瞬時(shí)無功功率法存在的缺點(diǎn),提出了針對(duì)不同補(bǔ)償目標(biāo)的獨(dú)立補(bǔ)償控制算法。

  2.MMC 結(jié)構(gòu)原理及控制算法

  2.1 MMC 結(jié)構(gòu)原理

  MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示,由結(jié)構(gòu)相同的6N 個(gè)子模塊組成,每一相由2N 個(gè)模塊均分成上、下兩個(gè)橋臂構(gòu)成,能夠輸出N+1 個(gè)電平。這種結(jié)構(gòu)使MMC具有很好的擴(kuò)展性,可以方便地通過子模塊的串聯(lián)來增加輸出電平數(shù)。

  以 A 相為例,MMC 橋臂電壓與交流電壓和直流電壓之間的關(guān)系由KVL 確定如下:

  

  其中: a1 u 、a2 u 分別表示A 相上、下橋臂電壓, dc U表示MMC 直流電壓。

  

  同時(shí),橋臂電壓是由投入的模塊電壓之和構(gòu)成,即:

  

  同時(shí),橋臂電壓是由投入的模塊電壓之和構(gòu)成,即:其中: ci u 為第i 個(gè)子模塊的電壓, c u 為模塊電壓平均值, up N 、down N 分別表示某一時(shí)刻上、下橋臂處于導(dǎo)通狀態(tài)的模塊數(shù)。

  通過對(duì)式(1)做加減運(yùn)算可得:

  

  由式(3)可得到MMC 正常工作的兩個(gè)基本條件:(1)直流電壓的維持,要求MMC 的3 個(gè)相單元中處于導(dǎo)通狀態(tài)的子模塊數(shù)在任意時(shí)刻都相等且保持不變,即up down N + N = N 保持不變。(2)三相交流電壓的輸出,是通過對(duì)3 個(gè)相單元上、下橋臂中處于導(dǎo)通狀態(tài)的子模塊數(shù)進(jìn)行分配實(shí)現(xiàn)的。

  MMC 的三個(gè)相單元具有嚴(yán)格的對(duì)稱性,直流電流Idc在三個(gè)相單元間被均分,A 相輸出電流被上、下橋臂均分為兩部分。因此可得:

  

  其中, ia1、ia2分別表示A 相上、下橋臂的電流,其正方向如圖(1)所示。

  2.2 MMC 控制算法

  多電平換流器的調(diào)制技術(shù)一般有最近電平逼近(NLM)方法、載波移相(CPS-PWM)方法以及空間矢量調(diào)制(SVPWM)方法,但考慮實(shí)施精度及開關(guān)頻率等方面時(shí),優(yōu)先選用NLM 方法。最近電平逼近的原理是用電平瞬時(shí)逼近調(diào)制波,即在任一時(shí)刻,用調(diào)制波的瞬時(shí)值除以模塊額定電壓,得到的數(shù)經(jīng)過就近取整后即為下橋臂比上橋臂多開通的模塊數(shù)。用公式表示即為:

  

  投切一次,相對(duì)于載波移相調(diào)制方法來說,大大降低了開關(guān)頻率;另一方面,與載波移相相比,當(dāng)電平數(shù)較多時(shí),不需要精確的載波間相位差,從而確保了調(diào)制的精確度。

  由于MMC 是電壓源型換流器,并將其應(yīng)用于APF,故必須對(duì)其輸出電流進(jìn)行精確的控制,目前應(yīng)用較多的是電壓電流雙閉環(huán)控制,應(yīng)用雙閉環(huán)控制原理[14]可以使外環(huán)控制器根據(jù)有功功率、無功功率、直流電壓和補(bǔ)償電流等指令,生成內(nèi)環(huán)電流指令值dref i和qref i ,從而使輸出電流得到相應(yīng)的控制。本文的控制算法是將直流電壓附加在電壓外環(huán)上實(shí)現(xiàn)直流電壓穩(wěn)定,由補(bǔ)償算法得出的指令電流經(jīng)dq 變換后可疊加在dref i 和qref i 上實(shí)現(xiàn)對(duì)負(fù)載電流的補(bǔ)償。其控制框圖如下圖所示:圖中dc u 為直流電壓實(shí)際值, dcref u 為直流電壓額定值, dref i′ 為電流補(bǔ)償量的d 軸分量, qref i 為電流補(bǔ)償量的q 軸分量, d i 、q i 分別為MMC 輸出電流的d、q 軸分量, d u 、q u 分別為MMC 出口側(cè)交流電壓的d、q 軸分量。

  

  3. APF 電路結(jié)構(gòu)及補(bǔ)償算法研究

  3.1 APF 電路結(jié)構(gòu)

  APF 的原理示意圖3 所示,包括4 部分:主電路部分、指令電流運(yùn)算部分、電流跟蹤控制部分和驅(qū)動(dòng)控制部分。主電路部分是MMC 結(jié)構(gòu)的換流器,這部分是補(bǔ)償電流產(chǎn)生單元;指令電流運(yùn)算部分包括檢測(cè)電流和補(bǔ)償電流的計(jì)算,這部分是整個(gè)APF 的核心,檢測(cè)量的處理以及補(bǔ)償電流的計(jì)算在本單元完成;電流跟蹤控制部分是將補(bǔ)償量通過雙閉環(huán)控制算法后經(jīng)NLM 調(diào)制得出脈沖觸發(fā)信號(hào),這部分是聯(lián)系MMC 換流器電路和APF 補(bǔ)償控制算法的橋梁,以及MMC 直流電壓穩(wěn)定和MMC 正常工作的保證;驅(qū)動(dòng)單元是將得到的脈沖觸發(fā)信號(hào)轉(zhuǎn)變成驅(qū)IGBT 的高低電平信號(hào),從而可靠地觸發(fā)子模塊。MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的換流器具有諧波含量低等優(yōu)點(diǎn),故MMC 交流出口側(cè)省去了濾波器,減少了設(shè)備投資成本。

  

  APF 的補(bǔ)償原理是使MMC 產(chǎn)生一個(gè)與負(fù)載電流中除基波有功電流之外相反的電流,使系統(tǒng)注入負(fù)載的電流為與系統(tǒng)電壓同相位的基波有功電流,從而消除了負(fù)載對(duì)電網(wǎng)的影響。補(bǔ)償原理可用以下公式得出:

  假如負(fù)載電流用下式表示:

  

  其中 L i 表示負(fù)載電流, 1p i 表示為與系統(tǒng)電壓同相位的基波有功電流, 1q i 表示基波無功電流, 12 i 表示負(fù)序電流, h i 表示諧波電流。

  若 MMC 輸出的電流是式(7)所示形式,

  

  由上式可知,只要MMC 注入負(fù)載的電流與負(fù)載電流中的無功電流分量、負(fù)序電流分量以及諧波分量之和相反,即可使系統(tǒng)注入電流與系統(tǒng)電壓同相位,實(shí)現(xiàn)了對(duì)負(fù)載電流無功功率、不平衡以及諧波的補(bǔ)償。

  3.2 APF 補(bǔ)償算法

  由于傳統(tǒng)算法中諧波補(bǔ)償與負(fù)序補(bǔ)償存在重疊的部分,使得出的補(bǔ)償量與系統(tǒng)實(shí)際需要的補(bǔ)償量不一致。本文將APF 的補(bǔ)償算法根據(jù)補(bǔ)償目標(biāo)的不同分為三個(gè)獨(dú)立的部分:無功補(bǔ)償部分、負(fù)序補(bǔ)償部分和諧波補(bǔ)償部分。下面以三相三線系統(tǒng)為例,對(duì)該補(bǔ)償算法進(jìn)行描述:

  (1)無功補(bǔ)償檢測(cè)部分:

  設(shè)三相電流為:

  

  從式(9)中可知,基頻分量經(jīng)dq 變換后將得到直流分量,且d、q 軸分量分別表示電流的有功分量和無功分量;非基頻分量經(jīng)變換后仍為交流分量,將q軸上的直流分量通過dq 反變換,即可提取出負(fù)載電流中的基波無功分量。

  (2)負(fù)序電流補(bǔ)償檢測(cè)部分:

  將三相電流表示為:

  

  

  由式(12-14)知,將三相負(fù)載電流的B、C 相換位后經(jīng)dq 變換,基頻負(fù)序分量將會(huì)變成直流量,而正序分量將會(huì)變成2 倍頻分量;非基頻量經(jīng)變換后認(rèn)為交流量。直流分量提取后經(jīng)過dq 反變換即可得到對(duì)應(yīng)的負(fù)載電流中A、C、B 相的負(fù)序分量。

  (3)諧波補(bǔ)償檢測(cè)部分:將負(fù)載電流經(jīng)過FFT分析后可得到各次諧波的幅值和相位,將所關(guān)心的諧波利用上述信息進(jìn)行重構(gòu),即可得到所要補(bǔ)償?shù)闹C波量。

  最后將上述三部分提取的檢測(cè)量取反后即為補(bǔ)償量,對(duì)上述補(bǔ)償量分別做dq 變換后,d 軸分量相加得到d 軸上的指令電流分量dref i ,q 軸分量相加得到q 軸的指令電流分量qref i 。最后,將得到的補(bǔ)償指令信號(hào)dref i 、qref i 輸入到雙閉環(huán)控制部分,經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)相應(yīng)的MMC 子模塊投切,可得到與控制量一致的補(bǔ)償電流。

  補(bǔ)償算法的控制框圖如下圖所示。通過對(duì)補(bǔ)償量的獨(dú)立控制,可使負(fù)序補(bǔ)償與諧波補(bǔ)償分離,避免了因檢測(cè)量的重疊導(dǎo)致的對(duì)系統(tǒng)電流多補(bǔ)或少補(bǔ)的情況。另外,只對(duì)所關(guān)心頻率的諧波進(jìn)行重構(gòu)補(bǔ)償,對(duì)不關(guān)心頻率的諧波不進(jìn)行補(bǔ)償,或者對(duì)單次諧波含量低于某一值的諧波不進(jìn)行補(bǔ)償,這樣就大大降低了對(duì)APF 設(shè)備容量的要求,從而降低設(shè)備成本。

  

  4. 仿真研究

  為了驗(yàn)證 MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在APF 中的性能以及補(bǔ)償算法的正確性,在PSCAD/EMTDC 搭建了以15 電平MMC 為主電路結(jié)構(gòu)的APF 進(jìn)行仿真驗(yàn)證。具體參數(shù)如下:交流電壓線電壓為1000 V ,直流電壓為1700V ,橋臂電抗為6.3 mH ,模塊電容為4700μ F ,仿真結(jié)果如下。

  

  為了使電壓和電流更好地作對(duì)比,圖中的電壓為實(shí)際電壓的一半。從圖5 可以看出,應(yīng)用APF 后,系統(tǒng)電流與系統(tǒng)電壓同相位,并且波形為正弦波形,說明系統(tǒng)電流中已不存在無功分量以及諧波分量。結(jié)合表1 和表2,可知系統(tǒng)無功功率從補(bǔ)償前的33.0kVar降為補(bǔ)償后的0kVar,說明負(fù)載所吸收的無功功率完全由APF 提供,負(fù)載不從系統(tǒng)處吸收無功功率,進(jìn)而對(duì)系統(tǒng)的功率因數(shù)進(jìn)行了校正;本文只關(guān)注5-17 次中的特征次諧波,故表2 只列出5、7、11、13 次諧波補(bǔ)償前與補(bǔ)償后的對(duì)比,從中可以看出補(bǔ)償后的各次諧波電流有了明顯的降低,THD 從補(bǔ)償前的13.05%降到了0.566%。

  

  從圖6 的三相波形可知,系統(tǒng)三相電流幅值相等,相位互差120􀁄 的正弦電流,對(duì)比負(fù)載電流波形可知,補(bǔ)償后系統(tǒng)電流中的負(fù)序電流含量明顯降低;結(jié)合表1 可知,補(bǔ)償前的三相電流的不平衡度為13.05%,補(bǔ)償后的不平衡度將為0.566%,不平衡度明顯降低。

  5. 結(jié)論

  通過 PSCAD/EMTDC 平臺(tái)上對(duì)MMC 型APF 進(jìn)行仿真研究,可以得到如下結(jié)論:

  (1)MMC 結(jié)構(gòu)的換流器具有很好的諧波特性,可以應(yīng)用在APF 中,并且可省略換流器出口側(cè)的濾波

  器。

  (2)通過對(duì)傳統(tǒng)APF 補(bǔ)償算法的改進(jìn),可以使APF 不僅具有無功補(bǔ)償和諧波補(bǔ)償?shù)墓δ埽疫€具有負(fù)序補(bǔ)償?shù)墓δ埽覍?duì)無功補(bǔ)償、諧波補(bǔ)償以及負(fù)

  序補(bǔ)償?shù)男Ч浅C黠@。

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  作者簡(jiǎn)介:

  郝君偉(1985-)男,碩士研究生,主要研究方向?yàn)榇蠊β孰娏﹄娮悠骷陔娏ο到y(tǒng)中的應(yīng)用、電能質(zhì)量分析與控制等。haojunweidavid163.com;

  龍?jiān)撇?1980-) 男,博士研究生,研究方向?yàn)殪`活交流輸電、電能質(zhì)量分析與控制等;

  于寶來(1987-)男,碩士研究生,研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)及電能質(zhì)量等;

  肖湘寧(1953-)男,教授,博士生導(dǎo)師,主要研究方向?yàn)榇蠊β孰娏﹄娮悠骷陔娏ο到y(tǒng)中的應(yīng)用、電能質(zhì)量等。

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